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Seinen Namen hat der Sperrwandler daher, daß er die Energie immer nur während der Sperrphase des Schalttransistors auf den Ausgang überträgt. Er ist sicher der gebräuchslichste und bekannteste aller getakteten Wandlerarten, vor allem im Bereich kleinerer Leistungen. Dies liegt nicht zuletzt an seiner einfachen Bauweise. Die einfachsten Ausführungen benötigen außer dem Wandlertrafo nur einen Transistor und wenige passive Bauteile. Einziger Nachteil des Wandlers ist der Trafo. Er besteht im Normalfall aus mindestens drei Spulen: Primär-, Rückkopplungs- und Sekundärspule. Deshalb ist es kaum möglich, auf Standardbauteile zurückzugreifen. Bei der Prototypenanfertigung ist man so fast immer auf handgefertigte Einzelstücke angewiesen. Im Grunde genommen ist die Funktion des Sperrwandlers der des Inverswandlers sehr ähnlich. Der Wesentliche Unterschied besteht nur darin, daß die in der Spule gespeicherte Energie während der Sperrphase nicht über die gleiche Spule sondern über eine separate Sekundärspule wieder abgegeben wird. Das hat im Wesentlichen zwei Vorteile: Erstens ist die Ausgangsspannung Potentialfrei, was für die Schutztrennung in Netzteilen besonders wichtig ist und zweitens sind hohe Übersetzungsverhältnisse einfacher zu realisieren, was ebenfalls bei Netzteilen, aber auch bei Hochspannungsgeneratoren von Bedeutung ist.
Bild 7: Grundprinzip eines Sperrwandlers.
Bild 7.1 A
In Bild 7 habe ich mal das Grundprinzip des Sperrwandlers mit den beiden Phasen (Fluß- und Sperrphase) und den dazugehörigen Stromflußrichtungen dargestellt. Zunächst ist links die Flußphase dargestellt. Die Eingangsspannung liegt direkt an der Primärspule an und es fließt ein linear ansteigender Strom. Dabei wird Energie von der Eingangsspannungsquelle in die Primärspule übertragen. Diese Energie wird aber nicht in der Spule selbst sondern im Luftspalt des Trafos gespeichert. Deshalb muß die Energie nicht zwangsläufig über die gleiche (Primär)Spule wieder abgegeben werden. Diesen Umstand macht man sich beim Sperrwandler zunutze. Während der Sperrphase, die zum Zeitpunkt des maximalen Stromflusses einsetzt, befindet sich ja noch immer die gesamte während der Flußphase gespeicherte Energie im Luftspalt des Trafos. Würde man den Strom einfach unterbrechen, würde diese Energie in Form einer sehr hohen Induktionsspannung frei werden und den Schalttransistor zerstören. Der Trick beim Sperrwandler besteht darin, daß der Strom nicht in der Primärspule weiterfließt sondern von der Sekundärspule übernommen wird. Dem Magnetfeld ist es sozusagen egal, ob es von der Sekundär- oder der Primärspule aufrecht erhalten wird. Während der Sperrphase (Bild 7 A Mitte) wird also, damit der Strom weiterfließen kann, die Sekundärspule auf den Siebelko geschaltet. Die Spulen sind so gepolt, daß der sekundäre Spulenstrom den Siebelko auflädt. Während der Sperrphase wird die Last aus der im Siebelko gespeicherten Energie versorgt. Es ist üblich, bei den Spulen eines Trafos die Anschlüsse gleicher Polarität im Schaltbild mit einem Punkt zu markieren.
Wie bei den bisherigen mit Speicherdrosseln realisierten Wandlern kann auch beim Sperrwandler ein Schalter, in diesem Fall der sekundärseitige, durch eine Diode ersetzt werden (Bild 7 A rechts).
Wenn ein ungeregelter Sperrwandler nicht belastet wird, würde die im Trafo gespeicherte Energie die Ausgangsspannung beliebig hoch ansteigen lassen. Bei Wandlern mit höherer Leistung kann das schon zur Zerstörung des Wandlers führen. Schließlich muß ja in jeder Sperrphase die gespeicherte Energie des Trafos irgendwie abgeführt werden. Im unbelasteten Zustand könnte so T 1, D 1, C 3 oder sogar der Trafo selbst durch Überspannung zerstört werden. Ansonsten würde möglicherweise der größte Teil der überschüssigen Leistung in R 3 umgesetzt werden. Deshalb werden Sperrwandler mit höherer Leistung eigentlich immer geregelt. Die Regelung sorgt dafür, daß primärseitig nur soviel Leistung zugeführt wird, wie nötig ist um die Ausgangsspannung aufrecht zu erhalten. Bei einfachen Sperrwandlern läßt sich die Leistungszufuhr am besten über den Basisstrom steuern. Da der Basisstrom den maximalen Kollektorstrom beim Einsetzen der Sättigung bestimmt, kann man so die Länge der Flußphase steuern. Soll die Sekundärspannung von der Primärseite galvanisch getrennt sein, muß auch die Messung der Ausgansspannung galvanisch von der primärseitigen Steuerung getrennt sein. Dies geschieht meistens mit einem Optokoppler, aber darauf gehe ich später ein.
Um den Wirkungsgrad einfacher geregelter Sperrwandler zu erhöhen, können auch MOSFETs eingesetzt werden. Genau wie bei bipolaren Transistoren kann man auch bei MOSFETs das Sättigungsverhalten dazu benutzen, die Flußphase zu beenden. In Bild 7.2 B ist so ein Wandler zu sehen. Bei MOSFETs wird der Sättigungsstrom durch die Gate-Source-Spannung bestimmt. Allerdings unterliegt er, genau wie die Stromverstärkung bipolarer Transistoren, einer starken Streuung. Deshalb muß der Transistor überdimensioniert werden und das Ganze darf wieder nur mit kleinen Betriebsspannungen versorgt werden.
Bild 7.2 B Einfacher geregelter Sperrwandler mit MOSFET
Nach dem Einschalten bekommt der Transistor über R 3 eine positive Gatespannung, die von ZD 1 auf 5,6 Volt begrenzt wird. Bei 5,6 Volt Gate-Source-Spannung hat der verwendete MOSFET einen Sättigungsstrom von einigen Ampere. Die rückgekoppelte Spannung aus der Hilfswicklung W 3 wird über R 2 und C 2 auf das Gate eingekoppelt. Da der MOSFET zunächst im Verstärkerbetrieb arbeitet, beginnt er durch die Rückkopplung zu schwingen. Die Flußphase wird beendet, sobald der Sättigungsstrom des Transistors erreicht wird. Durch die Rückkopplung wird der Transistor aufgrund der zusammenbrechenden Induktionsspannung in den Trafowicklungen schnell abgeschaltet. Während der Sperrphase wird die negative Induktionsspannung in W 3 über D 1 gleichgerichtet und liegt dann an C 1 an. Wenn die Spannung an C 1 etwa - 5 Volt unterschreitet, beginnt ZD 2 zu leiten und reduziert die Gatespannung des MOSFET. Die geringere Gatespannung führt zu einem geringeren Sättigungsstrom und damit zu einer kürzeren Flußphase. Da es keinen Regelverstärker mit definierter Referenzspannung gibt, ist die Regelung relativ weich, was bei primärseitiger Regelung aber ohnehin unproblematisch ist.
Die bisher betrachteten Sperrwandler haben noch den Nachteil, daß die Dauer der Flußphase nur indirekt über den Basisstrom geregelt werden konnte. Da die Stromverstärkung der Schalttransistoren nicht so genau bekannt ist, kann man daher vor Einsatz der Regelung oder bei Überlastung nie sicher sein, ob zuerst der Trafo oder der Transistor in die Sättigung gerät. Bei Betriebsspannungen unter 40 Volt und nicht allzu großen Wandlerleistungen ist das nicht so kritisch, weil die Transistoren noch ausreichend Reserven haben. Bei höheren Wandlerleistungen und vor allem bei höheren Betriebsspannungen muß jedoch sichergestellt sein, daß der Kern des Trafos niemals in die magnetische Sättigung gerät. Würde dies passieren, würde der Strom extrem schnell ansteigen. Der Transistor, vor allem wenn es ein bipolarer ist, braucht jedoch u.U. einige µs um abzuschalten. In einem primär getakteten Netzteil könnte es dann passieren, daß bereits die volle Netzgleichspannung von min. 300 Volt am Transistor anliegt, während immer noch für einige µs der maximale Kollektorstrom fließt. Dies führt über kurz oder lang zwangsläufig zur Zerstörung des Schalttransistors. ganz davon abgesehen verursachen Sättigungseffekte große Verluste im Kern des Wandlertrafos, die bei größeren Trafos auch zur Überhitzung des Kernes führen können. Natürlich könnte man Trafo und Transistor soweit überdimensionieren, daß der Trafo keinesfalls in die Sättigung kommt und der Transistor noch genügend Reserven hat. Bei höheren Wandlerleistungen ist das aber aus Kostengründen nicht vertretbar. Es gibt grundsätzlich zwei Möglichkeiten die Dauer der Flußphase sicher zu überwachen: Einmal kann man die Einschaltdauer mit einem Zeitglied steuern. Bei bekannter Betriebsspannung und bekannten Trafodaten läßt sich die maximal zulässige Einschaltdauer leicht ausrechnen. Wie man den maximalen Strom und die Induktivität von Trafospulen berechnet, habe ich ja bereits in Kapitel 1.7 ausführlich behandelt. Ist beides bekannt, läßt sich der Stromanstieg nach der Formel berechnen. Z.B. würde bei einer Induktivität L der Primärspule von 600 µH und einer Betriebsspannung Ue von 300 Volt der Stromanstieg 0,5 Ampere/µs betragen. Verträgt die Primärspule z.B. 5 Ampere, darf die Dauer der Flußphase maximal 10 µs betragen. Die Regelung würde dann die Flußphase nach Bedarf verkürzen. Eine solche Regelung mit diskreten Bauteilen aufzubauen ist jedoch schon etwas aufwendiger und deshalb heute nicht mehr üblich. Einen weit verbreiteten Integrierten Regler-IC zur Ansteuerung bipolarer Transistoren, der nach diesem Prinzip funktionierte war der TDA 4601 von Siemens. Da dieser Baustein inzwischen veraltet ist und nicht mehr eingesetzt wird, möchte ich nicht näher darauf eingehen. Der Nachfolgetyp TDA 4605, der nach dem gleichen Prinzip funktioniert und zur Ansteuerung von MOSFETs und IGBTs geeignet ist, ist dagegen noch aktuell. Zunächst will ich aber noch bei den bipolaren Transistoren bleiben.
Eine andere Methode der Überwachung der Einschaltdauer ist die direkte Messung des Kollektorstromes. Der Strom läßt sich am einfachsten mit einem Widerstand im Emitter messen. Zwar wird die Messung des Kollektorstromes am Emitter durch den Basisstrom etwas verfälscht, das ist aber nicht so schlimm, weil der Basisstrom selbst bei Hochvolttransistoren selten mehr als 10% des Emitterstromes ausmacht. Dafür hat man den Vorteil, daß die gemessene Spannung am Emitterwiderstand bezüglich der primären Versorgungsmasse anliegt. Leider handelt man sich mit diesem Widerstand eine zusätzliche Verlustspannung von bis zu 0,7 Volt ein. Da diese Methode aber vorwiegend bei höheren Betriebsspannungen angewendet wird, fällt dieser Verlust nicht ins Gewicht.
In Bild 7.3 D ist die einfachste Version eines mit dem 3842 betriebenen Wandlers zu sehen. Der Wandler ist deshalb wieder mit einer primärseitigen Regelung ausgestattet.
Bild 7.3 D: primärseitig geregelter Sperrwandler mit fester
Schaltfrequenz
Zunächst braucht der 3842 eine Betriebsspannung, um überhaupt anlaufen zu können. Dazu wird der Betriebsspannung über R 1 ein kleiner Anlaufstrom (ca. 3 mA) zugeführt. Dieser ist natürlich viel zu niedrig um das IC im Normalbetrieb am laufen zu halten. Deshalb ist im IC ein Unterspannungsdetektor integriert, der die Funktionen des IC abschaltet, bis dessen Betriebsspannung ca. 15 Volt erreicht hat. Solange alle Funktionen abgeschaltet sind, braucht der 3842 nur sehr wenig Strom, sodaß sich der Elko C 6 ungehindert bis auf 15 Volt aufladen kann. Hat der 3842 erstmal eingeschaltet, bleibt er in Betrieb, bis die Spannung wieder auf ca, 8 Volt gesunken ist. C 6 bestimmt dann, wie lange das IC in Betrieb bleibt. Bevor die Spannung zu niedrig wird, muß das IC anderweitig versorgt werden. Dazu wird eine Hilfswicklung im Trafo benötigt. Während der Sperrphase lädt die Hilfswicklung über D 1 den Elko C 6 auf. Ist der Wandler also erstmal angelaufen, steht aus der Hilfswicklung genügend Betriebsstrom zur Verfügung um das IC im Normalbetrieb zu versorgen. Die Hilfswicklung dient auch gleichzeitig wieder zur Messung der Induktionsspannung während der Sperrphase, die dann an C 6 anliegt. Diese Spannung wird mit dem Spannungsteiler R 8 - P - R 9 auf 2,5 V heruntergeteilt. Der 3842 hat an Pin 2 den invertierenden Eingang eines Regelverstärkers, dessen nicht invertierender Eingang intern mit einer Referenzspannung von 2,5 V verbunden ist. Die Einschaltdauer wird also so gesteuert, daß sich am Ausgang des Spannungsteilers R 8 - P - R 9 eine Spannung von 2,5 Volt einstellt. Die Schaltung sollte so dimensioniert sein, daß sich eine Betriebsspannung von 12-15 Volt einregelt. Keinesfalls dürfen es mehr als 20 Volt sein, da sonst am Ausgang die maximale Gatespannung für den Schalttransistor überschritten werden könnte.
Dieser Wandler ist relativ unempfindlich gegen Überlastung. Bei Überlastung sinkt die Induktionsspannung im Trafo während der Sperrphase und damit auch die aus der Hilfswicklung gewonnene Betriebsspannung. Wird die Spannung infolge von Überlastung zu gering, schaltet der Unterspannungssensor des 3842 einfach wieder ab. Durch den von R 1 verursachten Anlaufstrom beginnt der Wandler nun periodisch sich wiederholende Startversuche. Solange die Überlastung noch vorhanden ist, kann die Hilfswicklung die Betriebsspannung des 3842 nicht aufrecht erhalten und das IC schaltet sofort wieder ab, wenn sich C 6 auf unter 8 Volt entladen hat. Dabei ist zu beachten, daß auch ein zu großer Ausgangssiebelko C 7 diesen Effekt verursachen kann. Wenn die Spannung an C 6 auf unter 8 Volt sinkt, bevor C 7 ausreichend geladen wurde, schaltet der Wandler ab. Bis C 6 wieder genügend Spannung für den nächsten Startversuch gewonnen hat, ist C 7 durch die Ausgangslast längst entladen. Hier gibt es zwei Möglichkeiten der Abhilfe: Einmal kann man C 6 sehr groß wählen, damit er sich nicht schneller entlädt als sich C 7 aufladen kann. Die andere Möglichkeit wäre, die Last erst zuzuschalten wenn der Wandler richtig angelaufen ist. Die Spannung an C 7 würde sich dann u.U. erst nach mehreren Startversuchen aufbauen.
[Beispiel aus dem "Das Netzteil- und Konverterhandbuch" von Jörg Rehrmann, 180 Seiten, DIN A4, 39,80 Euro, jetzt bestellen][zurück]